上下管驱动波形看了,一个下降一个上升,在零点相交。我老师说,驱动波形下降到0时应该有个小台阶。

死区时间不是你这样看的:你不是有上下管么,你有隔离探头同时测上下管的GS波形,不就可以看出死区时间了么。

LÜ Zheng,YAN Xiangwu,SUN Lei,et al.  Selection and calculation of LLC converter dead-time considering turn-offtransient of MOSFET [J]. Electric Power Automation Equipment, 2017, 37(3):175-183

利用RC的充放电曲线可得出时间和电阻的功率。这么算的话,就等于用指数曲线,代替了整个上升过程,结果与等效的过程还是有些差距的。

4、溜车控制适应性强,在2kW以下的小功率电梯应用场合下,通过溜车基本能适应70%左右的工况,在3kW及以上的电梯应用场合下,能适应85%以上的工况。

最简单的方式是解除控制器的调节,以便降低响应速度。一个解调的控制器就没有足够的时间导致过调节,除非死区时间特别长。

对于反馈控制来讲,死区时间就是控制应用发出控制指令与过程变量开始响应之间的时间延迟。

本文在考虑MOSFET 关断过程的前提下,经理论研究给出了LLC 变换器在最恶劣工况下实现ZVS所需死区时间最小值t dminw 的计算过程,进而结合其与宽调节范围内LLC 变换器实现ZVS 所需的死区时间设定值t dset  间的关系,给出t dset  的选取原则及计算方法。实验结果表明采用该方法算得的t dset 有效且可直接应用于LLC 变换器,无需再调整。此外仅需借助LLC 变换器的输入输出参数、谐振元件参数及对应MOSFET 手册中的测量参数,便可由简单的数学表达式快速求得t dset ,这表明本文提出的t dset 计算方法具有工程实用价值。

上图4和表1为ZDS2024 Plus示波器与普通示波器的死区时间对比,在相同的时基档位下,ZDS2024 Plus有效采样时间为23.1%,普通示波器有效采样时间为0.2%,相当于在1s内ZDS2024 Plus采集231ms,而普通示波器仅仅采集了20ms,相差20倍以上,如图5所示。

波形已经算是很好了,你可以同时看一下输出整流管的反向电压是不是跟它同时出现的,感觉是副边二极管反向电压给折算过来的,我说的这个二极管反向电压是不包括反向电压的平台,它有一部分是震荡尖峰,看看二极管发反向震荡尖峰的频率是不是和你变压两端电压振荡的频率一致,如果一致,说明是副边二极管反向震荡尖峰电压耦合过来的,但是从波形上看,已经很不错了。

史密斯预估控制策略从回路中移除了死区时间,如图2史密斯预估框图所示。它包括一个一般的反馈回路,再加上一个内回路,在内回路中将两个额外的参数直接引入到反馈路径中。

该项发明为超级电容的电梯应急装置提供了软件解决方案,结合实用新型中提到的硬件拓扑,使应急系统同时具备了EPS和ARD功能。保证系统在电网停电及原电控装置出现故障时能平层放人,实现迅速、安全的救援。

胡庆波博士主持的“基于超级电容器的电梯应急救援装置”项目中包含一项实用新型和一项发明专利。其名为“基于超级电容器的电梯应急供电装置”的实用新型专利采用与变频器共母线的拓扑结构,通过对双向直流变换电路和三相逆变电路的控制实现系统应急供电EPS(emergency power supply)功能。另外对超级电容能量管理方案的优化设计,可以实现在电梯正常运行中吸收电梯的发电能量,在电动运行时提供电机部分峰值功率,起到节能效果并能有效降低电网的输入谐波。这项专利为超级电容在电梯应急系统中的应用提供了硬件拓扑方案。

楼主的问题是没搞懂驱动变压器而已,走了小弯路。注重下充放电回路,其实是很稳定可靠的。

史密斯预估器是用来控制改进的反馈参数(带扰动的预测过程变量)而不是实际的过程变量。如果它在这方面是成功的,并且过程模型确实和实际过程匹配,那么控制器就会自动驱动实际过程变量向设定值方向改变,而不管设定值是否改变或负载是否会干扰过程。死区时间变得无关紧要。

其实我感觉驱动波形还行,但是老师说驱动波形有问题,还有我用12V辅助电源供电的,为什么驱动波形幅值只达到10V呢?

前面都讲了一些计算的东西,这次总结一些设计法则。栅极电阻:其目的是改善控制脉冲上升沿和下降沿的斜率,并且防止寄生电感与电容振荡,限制IGBT集电极电压的尖脉冲值。栅极电阻值小——充放电较快,能减小开关时间和开关损耗,增强工作的耐固性,避免带来因dv/dt的误导通。缺点是电路中存在杂散电感在IGBT上产生大的电压尖峰,使得栅极承受噪声能力小,易产生寄生振荡。栅极电阻值大——充放电较慢,开关时间和开关损耗增大。

第5阶段:这个时候栅极电流继续对Cge充电,Vge电压开始上升,整个IGBT完全打开。我的一个同事在做这个将整个过程等效为一阶过程。如果以这个电路作为驱动电路的话:

为使LLC 变换器在最恶劣工况下亦能够实现ZVS,死区时间的设定值 t dset 应不小于最恶劣工况下的t dmin,即:

吕正,颜湘武,孙磊,等. 计及MOSFET关断过程的LLC变换器死区时间选取及计算[J]. 电力自动化设备,2017,37(3):175-183.

我俩做的还不太一样,他的是移相全桥,我做的是半桥三电平移相,我的输入额定电压为800V,满载电流为11.5A。我现在低压输入100V实验,这个时候输入电流大概为0.8A左右。从实验波形上可以看到漏源电压振荡挺厉害的,现在正在找原因。还有这个时候发现工作十分钟左右MOS管散热片发热很厉害,虽然这个时候MOS管没有实现软开关,但是电流很小,感觉还不至于使MOS管发热那么厉害,不知道什么原因。

控制器补偿过度的程度,取决于调节的力度以及实际死去时间和预期死区时间之间的偏差。也就是说,如果控制器假定的死区时间比实际的要短,这就需要更长的时间来增加其输入,直到成功改变过程变量。

如果控制器调节的力度比较大,那么在该时间段内,输出的增加速率就特别高,所造成的补偿过度就会特别严重。

你先计算一下导通损耗大不大,我记得高压的MOS导通电阻都挺大,除非用碳化硅MOS。还有MOS是不是有轻微的直通现象啊,也能导致发热;你三电平的也是类似移相全桥控制吧,也是软开关?我没有研究过三电平,只是偶尔看过,如果是的话,DS震荡应该没问题,要么就是你谐振电感或者漏感太小,过谐振比较严重而已,就会持续的有阻尼振荡,但是没关系啊,大不了实现不了软开关,如果要实现的话,调整一下谐振电感或者漏感。

ZDS2024 Plus与ZDS4054 Plus示波器让您轻松面对异常信号,捕获波形的每个细节,您还在等什么,赶紧试一试吧。

在ugs 基本保持不变并等于UP 的密勒效应阶段,uds 由I LR ds 升至UDS,ig 仅流过Cdg,门极耗散电荷Qgd可计算如下:

分辨率也就是占空比最小能达到多少,如8位的PWM,理论的分辨率就是1:255(单斜率),16位的的PWM理论就是1:65535(单斜率)。频率就是这样的,如16位的PWM,它的分辨率达到了1:65535,要达到这个分辨率,T/C就必须从0计数到65535才能达到,如果计数从0计到80之后又从0开始计到80,那么它的分辨率最小就是1:80了,但是,它也快了,也就是说PWM的输出频率高了。

IGBT基础与运用 IGBT, 中文名字为绝缘栅双极型晶体管,它是由MOSFET(输入级)和PNP晶体管(输出级)复合而成的一种器件,既有MOSFET器件驱动功率小和开关速度快 的特点(控制和响应),又有双极型器件饱和压降低而容量大的特点(功率级较为耐用),频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间,可正常工作于几十kHz 频率范围内。理想等效电路与实际等效电路如图所示:

史密斯策略引入到反馈路径的第二个参数为在没有任何扰动以及死区时间的情况下对过程变量的估计。

图3:史密斯预估器可以有效的从回路中移除死区时间,从而使得控制器在控制预计过程变量时就像死区时间根本不存在一样。

我现在就是再找为什么上下管会有交叉,明明已经加死区了 我先把电容拿掉试试,我把那几个电容拿掉后,测试的波形,死区确实体现出来了,我刚开始这几个电容用的是1nf的,现在我改用22pf行吗?

死区就是在上半桥关断后,延迟一段时间再打开下半桥或在下半桥关断后,延迟一段时间再打开上半桥,从而避免功率元件烧毁。

由图2 所示最恶劣工况下LLC 变换器的稳态运行波形可知,其在前、后半开关周期互为对称,故本文仅对前半开关周期内的运行过程进行分析。将LLC 变换器在前半开关周期  t 0— t 5 内的运行过程分为4个阶段,如图4 所示。

该参数通过在控制器中运行过程模型中的第一个元件(增益和时间常数)来产生,但是没有时间延迟元件。这样死区时间结束后,模型能够精确的预测最终过程变量,这就是史密斯预估器。

图2 最恶劣工况下计及MOSFET 关断过程和死区时间的半桥LLC 变换器运行波形